(资料图片仅供参考)

[任务] GPIO通常无法提供比较大的拉电流和灌电流，试用三极管设计开关电路，以驱动大功率负载。

[构思] 以NPN三极管（PNP管设计为NPN情形的对偶类推，即VCC与GND对偶互换；NPN管C极接收灌电流，而PNP管C极输出电流）代替受控开关SW。控制模型如图1，控制波形如图2（类似于非门）。三极管代替开关SW后，基极电流必须限制（否则会烧毁三极管），所以在基极串联电阻R1；当输入控制信号vi浮空（高阻态）时，有可能使三极管误导通，所以在基极接下拉电阻R2,使三极管在控制信号vi为低电平或高阻态时，基极电平“钳制 ”在低电平而不至于因外界干扰而误导通。须知：负载的误动作有时是极其危险，甚至是致命的。构造的三极管开关电路如图3。

[分析] 如图3：当输入信号vi为高电平时，开关闭合，负载RL通电，输出信号vo为低电平；当输入vi为低电平时，开关断开，负载RL断电，输出信号vo为高电平。一般而言，VCC为负载RL的额定电压，为了使负载工作正常，负载的工作电压越接近VCC越好。因此，当三极管导通时，集电极与发射极之间的压降（UCE）越小越好，这意味着三极管工作在饱和状态，接下来的元件参数计算正是基于这种状态。

[计算] 假定输入信号为TTL电平（0V,5V），负载RL额定电流IC = 5mA，选用2SC2458三极管：hFE(min) = 70，BV = 50V，ICM = 0.15A， PCM = 0.2W， f = 80MHz。见图4。

下面计算R1，R2的取值：

使基极电流达到集电极电流的1/hFE（IB=IC/hFE），晶体管将处于导通状态。考虑到hFE的分散性及基极电流受温度影响而变化等因素，应使基极电流稍大些（过驱动），通常按所使用的三极管hFE的最低值计算的基极电流的1.5~2倍，即IB=(1.5~2) *IC/hFE(min)。已知：IC=5mA,hFE(min)=70,IB=(1.5~2) IC/hFE(min)=(1.5~2)×5/70 = 0.1~0.14mA,可取0.2mA(一位小数且大于0.14mA)。

由于三极管导通时，基极电位为0.7V，故高电平（5V）在R1上产生的压降为4.3V。前面已算出IB=0.4mA,故R1=4.3/0.2=22kΩ。

R2下拉确保输入信号为低电平或高阻态时三极管可靠截止，如果R2过大，将很容易受到外界噪声的干扰，过小则会过度分基极电流。这里不妨使R2=R1=22kΩ 。最终设计完成的原理图如图5。